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开关电源之核心部分:DC-DC变换器工作原理及采用技术分析详解

2017-12-05 10:45:20 来源:电子发烧友网

【大比特导读】DC-DC变换器是开关电源的核心组成部份,常用的正激式和反激式电路拓朴。常规正 激式变换器的功率处理电路只有一级,存在MOSFET功率开关电压应力大,特别是当二次侧采用自偏置同步整流方式,输入电压变化范围较宽,如输入电压为75V时,存在栅极偏置电压过高,甚至有可能因栅压太高而损坏同步整流MOSFET的危险。

1 概述

DC-DC变换器开关电源的核心组成部份,常用的正激式和反激式电路拓朴。常规正 激式变换器的功率处理电路只有一级,存在MOSFET功率开关电压应力大,特别是当二次侧采用自偏置同步整流方式,输入电压变化范围较宽,如输入电压为75V时,存在栅极偏置电压过高,甚至有可能因栅压太高而损坏同步整流MOSFET的危险。而且当输出电流较大时,输出电感上的损耗将大大增加,严重地影响了效率的提升。使用交叉级联正激式同步整流变换电路,不但输出滤波电感线圈可省去,实现高效率、高可靠DC-DC变换器,达到最佳同步整流效果。

2 基本技术

2.1交叉级联正激变换原理

交叉 级 联变换的拓朴如图1所示,前级用于稳压,后级用于隔离的两级交叉级联的正激变换器组成的同步降压变换器。为了实现宽输入电压范围及隔离级恒定的电压输入,前后两级正激变换都应在最佳的目标下工作,从而确保由它所组成的高效率同步降压变换器能接收整个35-75V通信用输入电压范围,并将它变换为严格调整的中间25V总线电压。实际中 间总线电压由隔离级的需要预置,取决于隔离级的变比。中间电压较高时,可以采用较小的降压电感值和较低的电感电流,因而损耗也少。整个降压级的占空比保持在30^'60%,可协助平衡前后两级正激变换的损耗。为使性能最佳,并使开关损耗降至最小,开关频率的典型值为240k-300kHz;由于使用低通态电阻(RDS(on))的MOSFET,导通损耗比较小。传统的单级变换器主开关必需使用至少200V以上的MOSFET,其RDS(on)等参数显著增加,必然意味着损耗增加,效率下降。交叉级联正激变换拓扑的简化原理图如图1所示。

开关电源之核心部分:DC-DC变换器工作原理及采用技术分析详解

2.2同步整流技术

众所 周 知,普通二极管的正向压降为1V,肖特基二极管的正向压降为0.5V,采用普通二极管和肖特基二极管作整流元件,大电流情况下,整流元件自身的功耗非常可观。相比之下,如果采用功率MOSFET作整流元件,则当MOSFET的栅源极施加的驱动电压超过其闽值电压,MOSFET即进入导通状态,无论从漏极到源极或从源极到漏极,均可传导电流。导通电流在MOSFET上产生的压降仅与MOSFET的沟道电阻成比例关系,n个MOSFET并联时,压降可降为单个MOSFET的1/ n。因此,理论上由整流元件压降产生的损耗可人为的降到最小。同步整流(SynchronousRecTIfy,缩写为SR)正是利用MOSFET等有源器件的这种特性进行整流的一项技术。

采用 功 率 MOSFET实施SR的主要损耗为:导通损耗、开通损耗、关断损耗、驱动损耗。

式中 I 为 正向电流有效值,RDS(on)为通态电阻,fS为开关频率,CGSS为输入电容,Coss为输出电容,D为占空比。可见 ,正 向导通损耗与RDS(on)成正比。不同VDS的MOSFET, RDS(on)往往可相差几个数量级,所以相同电路拓扑中采用100V MOSFET的损耗比采用200VMOSFET明显要低。考虑到低VDS的MOSFET比高VDS MOSFET的Coss要小,据关断损耗式,表明低VDSMOSFET的关断损耗也小。驱动损耗式为开关过程中输入电容充放电引起的损耗,该损耗与栅一源驱动电压的平方成正比。由于采用了两级变换器,对隔离级来说,因稳压级己经将较宽的输入电压稳在固定的中间总线电压上,变压器的变比可以达到最佳。

MOSFET的正向通态电阻RDS(on)以及输入电容是固定的,驱动损耗只与驱动电压的平方成正比关系。总之,采用两级变换器可使正向导通损耗,驱动损耗等减到最小程度。此外, 交叉级联正激变换电路拓扑中,输出级同步整流MOSFET所需电压仅为输出电压的两倍,再加上1.2倍的保险系数,器件的耐压只是输出电压的2.4倍,远小于传统单级变换器解决方案需要达到输出电压4-10倍的要求。这样采用交叉级联正激变换电路拓扑的两级变换器,便可使用低压、低RDS(on,的MOSFET来实现极低的输出级导通损耗。两级变换器还采用了并联MOSFET的输出,得到更低的RDS(on)以及更低的损耗。在系统整体设计的时候,只要元件热分布合理,装置的使用寿命和可靠性必将有极大提高。

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